2.2 丙类谐振功率放大器

2.2.1 丙类谐振功率放大器的工作原理

1．基本工作原理

丙类谐振功率放大器的原理电路如图2.1所示，图中 VCC和 VBB为集电极和基极的直流电源。为了使晶体管工作在丙类状态，VBB应在晶体管的截止区内，即小于管子的截止电压Uth，即VBB ＜ Uth。在实际使用中，为了确保放大器可靠地工作在丙类状态，常使 VBB为负压或不加基极电源。显然，当没有激励信号ui 时（静态时），三极管V处于截止状态，即iC = 0。LC并联谐振回路作为集电极负载，它调谐在激励信号的频率上，回路电阻r是考虑到实际负载影响后的等效损耗电阻。

当基极输入一高频余弦激励信号ui后，三极管基极和发射极之间的电压为：

当uBE的瞬时值大于基极和发射极之间的截止电压Uth时，三极管导通，根据三极管的输入特性可知，将产生基极脉冲电流iB，如图2.2（a）、（b）所示。图2.2（a）中将晶体管输入特性曲线理想化，近似为直线交横轴于Uth，Uth称为截止电压或起始电压。可见管子工作在丙类状态，只在小半个周期内导通，而在大半个周期内截止。通常把一个信号周期内集电极电流导通角的一半称做导电角θ，如图2.2（c）所示。所以，丙类谐振功率放大器的导电角θ小于90°。其导电角θ 由下式决定：

将iB用傅氏级数展开，并用Ib0、Ib1m、Ib2m、…、Ibnm分别表示其直流分量以及基波、二次谐波和高次谐波的振幅，即

三极管导通后，三极管由截止区进入放大区，此时集电极将有电流iC通过，且iC = β iB，与基极电流iB相对应，iC也是脉冲波形，如图2.2（c）所示。同理，将iC用傅氏级数展开得

式中，

Ic0为iC的直流分量；

Ic1m为iC的基波分量振幅；

Ic2m为iC的二次谐波分量振幅；

Icnm为iC的n次谐波分量振幅。

由于集电极输出回路调谐在输入信号频率ω上，所以当各分量通过时，只与其中的基波分量发生谐振。根据并联谐振回路的特性，谐振回路对基波电流而言等效为一纯电阻，对其他各次谐波而言，回路因失谐而呈现很小的电抗，可近似视为短路。直流分量只能通过回路电感线圈支路，其直流电阻很小，对直流也可看成短路。根据以上的分析可知，当包含有直流、基波和高次谐波成分的集电极脉冲电流iC流经谐振回路时，只有基波分量电流产生压降，即LC回路两端只有基波电压uc，从而输出没有失真的高频信号波形（角频率为ω），如图2.2（d）所示。若回路谐振电阻为Rp，则可得uc为：

式中，

Ucm = Ic1mRp为基波电压振幅。

此时，三极管集电极和发射极之间的瞬时电压为：

集电极和发射极之间的基波电压波形如图2.2（e）所示。

根据以上分析可知，虽然丙类放大器的三极管在一个信号周期内，只在很短的时间内导通，形成余弦脉冲电流，但由于LC谐振回路的选频作用，集电极的输出电压仍然是不失真的余弦波。集电极输出的电压uCE与基极激励电压 ui相位相反，基极电压的最大值 uBEmax、集电极电流的最大值iCM和集电极电压的最小值uCEmin出现在同一时刻。由于iC只在uCE很低的时间内通过，故集电极功耗很小，功放效率自然就高，且uCE越低，效率越高。

2．输出功率和效率

由于输出回路调谐在基波频率上，所以输出电路中高次谐波电压很小，因而，在谐振功率放大器中，我们只需研究直流分量及基波分量的功率。放大器的输出功率Po等于集电极电流基波分量在负载Rp上的平均功率，即

集电极直流电源供给功率PDC等于集电极电流直流分量Ic0与VCC的乘积，即

所以，效率η等于输出功率Po与直流电源供给功率PDC之比，即

由于Ic0、Ic1m、…、Icnm均与iCM及θ 有关，故有以下结论：

式中，

α 0（θ）为直流分量分解系数；

α 1(θ)为基波分量分解系数；

αn（θ）为n次谐波分量分解系数。

故效率η可以写成：

其中， 称为集电极电压利用系数；

称为集电极电流利用系数或波形系数，它是导电角θ的函数。不同导电角时各分量的分解系数可参见图2.3所示的曲线。

由图2.3所示可清楚地看到各次谐波分量变化的趋势，谐波次数越高，振幅就越小。θ = 120°时，α 1(θ)有最大值，基波分量可得最大值，但此时效率太低。所以，为了同时兼顾功率和效率，谐振功率放大器的最佳导电角θ一般取60°～70°左右。

当 Ucm = VCC时，由式（2-16）可求得不同工作状态下放大器效率分别为：

甲类工作状态，θ = 180°、g1(θ) = 1、η = 50%；

乙类工作状态，θ = 90°、g1(θ) = 1.57、η = 78.5%；

丙类工作状态，θ = 60°、g1(θ) = 1.8、η = 90%。

可见，丙类工作状态的效率最高，效率可达90%。随着θ 的减小，效率还会进一步的提高，但输出功率也将会减小。

例2.1 在图2.1所示谐振功率放大电路中，集电极电源电压VCC = 18V，输入信号电压ui = 2cosω t，并联谐振回路调谐在输入信号频率上，其谐振电阻Rp = 400Ω，晶体管的输入特性曲线如图2.4（a）所示。求：

（1）画出VBB = -0.5V时，集电极电流iC的脉冲波形，并求导电角θ；

（2）写出集电极电流中基波分量表达式和回路两端电压的表达式；

（3）计算该放大器的Po、PDC、PC和η。

解：（1）由图2.4（a）所示的晶体管输入特性曲线可得Uth≈0.5V。在图2.4（b）中，可作出放大器输入电压uBE的波形。再由图2.4（a）和2.4（b）可画出iC的波形如图2.4（c）所示，由图可得iCM = 100mA。由式（2-5）可以求得：

所以

θ=60°

可见导电角θ 主要取决于VBB和Uim的大小。

（2）由图2.3可知，α1(60°)≈0.4，则

Ic1m = 0.4iCM = 40（mA）

Ucm = Ic1mRp = 16（V）

ic1 = 40 cosω t（mA）

uc = 16cosω t（V）

（3）查曲线图可得α0(60°)≈0.22，则

PDC = Ic0VCC = 0.22×100×18≈0.4（W）

PC = PDC - P0 = 0.08W

η=Po/PDC=80%

2.2.2 丙类谐振功率放大器的性能分析

1．近似分析方法——动态线

在低频电路中我们已经学会用图解法分析一般放大电路的方法，我们也可以用这样的方法来近似地分析高频功率放大电路。但是，由于高频谐振功放的集电极负载是谐振回路，其集电极电压与集电极电流波形截然不同，且大小也不成比例，所以，作出的交流负载线已不是非谐振负载功率放大器（如低频功放）中那样的一条直线了。谐振功放的交流负载线称为动态负载线，简称动态线。动态线实际上就是在输入信号作用下，功率管的集电极电流iC和C-E极间电压uCE在iC～uCE平面内工作点移动的轨迹。

那么，如何作出动态线呢？首先必须知道功率管的特性，如果功率管的工作频率较低（f＜ 0.5fβ），则管子的结电容影响可忽略，功率管的特性可用输入和输出静态特性曲线表示，其高频效应忽略不计。为了便于分析，输出特性曲线的参变量采用电压 uBE，而不是 iB（根据输入特性曲线上iB与uBE之间的关系，可以将iB转换为uBE）。其次动态线只能根据uBE和uCE逐点描出，且由uBE = VBB + Uimcosω t和uCE = VCC - Ucmcosω t两式决定，这就必须确定VBB、Uim、VCC和Ucm四个电量值。

我们可以先确定VBB、VCC、Uim和Ucm四个电量的数值，并将ω t按等间隔给定不同的数值（例如，ω t = 0°、±15°、±30°…），则可得到uBE和uCE的值，如图2.5（a）所示。再根据不同间隔上uBE和uCE的值，在以uBE为参变量的输出特性曲线上找出对应的动态点，连接这些动态点便可得谐振功率放大器的动态线，并由此可画出iC的波形、确定的iC的值，如图2.5（b）所示。由前面讨论可知，设定不同数值的VBB、VCC、Uim和UCm，画出的集电极电流脉冲波形就不同，由此求得主要技术指标也就不同。

2．三种工作状态

由前面讨论可知，集电极电流脉冲的宽度（或导电角θ）主要取决于VBB和Uim的大小，当VBB和Uim一定时，集电极电流脉冲宽度也就近似一定，几乎不随UCm的大小而变化。当ωt=0时，uBE=uBEmax=VBB+Uim、uCE=uCEmin=VCC-UCm。当VBB、Uim、VCC为定值时，即uBEmax不变时，随着UCm由小增大，uCEmin则将由大减小，对应的动态点A将沿uBE = uBEmax的那条特性曲线向左移动（由A′向A″′移动）。其中，A″为由放大区进入饱和区的临界点，如图2.6所示。通常把动态点A处于放大区称为欠压状态，动态点A″处于放大区和饱和区之间的临界点称为临界状态，动态点A″′处于饱和区称为过压状态。可见，判断谐振功率放大器处于何种工作状态，只须判断动态线的顶点A，即uBEmax = VBB + Uim和uCEmin = VCC - UCm确定的点所处的位置，即可判断出功放的工作状态。

由图2.6还可以看出：

（1）欠压状态：见曲线波形①，RP较小，UCm也较小的情况。在高频一个周期内各动态工作点都处在晶体管特性曲线的放大区，此时集电极电流波形为尖顶余弦脉冲，且脉冲幅度较高。

（2）临界状态：见曲线波形②，RP较大，UCm也较大的情况。在高频一个周期内动态工作点恰好达到晶体管特性曲线的临界饱和线。此时集电极电流波形为尖顶余弦脉冲，但脉冲幅度比欠压时略低。

（3）过压状态：见曲线波形③，RP很大，UCm也很大的情况。动态线的上端进入了晶体管特性曲线的饱和区，此时集电极电流波形为凹顶状，且脉冲幅度较低。

3．丙类谐振功率放大器的特性

（1）负载特性。所谓的负载特性就是当VCC、VBB、Uim一定时，放大器的电流、电压、功率和效率等随RP变化的特性。当RP由小逐渐增大时，UCm逐渐增大，由图2.6可知，集电极电流脉冲由尖顶形状过渡到凹顶形状，放大器的工作状态由欠压状态经临界状态过渡到过压状态。当RP由小增大时，由iC波形可以分析得出，IC0、IC1m在欠压状态时略微下降，进入过压状态后急剧下降。而UCm = IC1mRP在欠压状态时急剧增大，过压状态时只略微增大，几乎不变。PDC = IC0VCC，当RP增大时，其变化趋势与IC0相同。Po = RP在欠压状态时随Rp增大而增大，但在过压状态时由于Ic1m急剧下降，使Po随RP增大而逐渐下降，在临界状态为最大。PC = PDC - Po，在欠压状态时，由于PDC基本不变，PC将随RP增大而急剧下降；但在过压状态，由于PDC与Po变化相同，所以PC几乎不随RP的变化而变化，并且只有较小的值，显然在欠压状态时PC很大，应避免丙类谐振功放工作在欠压状态。由于η = Po/PDC，在欠压状态时，η 随 RP变化的规律与 Po变化规律相似，逐渐增大。到达过压状态后，Po、PDC都将下降，η 随RP的增大还是增大，但增幅比较缓慢，可见，最大效率实际上是出现在略过压状态的时侯。但由于工作在临界状态时的谐振功率放大器输出功率Po最大，效率η也比较高，所以临界状态为谐振功放的最佳工作状态，与之相对应的负载RP称为谐振功放的最佳负载。

图2.7所示为丙类谐振功放的负载特性曲线图，图2.7（a）为电压和电流随RP变化的曲线，图2.7（b）为功率和效率随RP变化的曲线。

（2）调制特性。谐振功放的调制特性是指Uim和RP一定时，放大器性能随VCC或VBB变化的特性，它分为集电极调制特性和基极调制特性两种。

集电极调制特性是指当VBB、Uim和RP一定时，放大器性能随VCC变化的特性。由前面分析可知，VCC增大，动态工作点A将由饱和区向放大区移动，放大器工作状态将由过压状态向欠压状态变化，iC波形也将由中间凹顶状脉冲波变为接近余弦变化的脉冲波，但iC波形的宽度（即θ）不变，如图2.8（a）所示。相应得到的IC0、IC1m和UCm随VCC变化的特性如图2.8（b）所示。由图可见，谐振功放只有工作在过压区，VCC才能有效地控制IC1m（或UCm）的变化。也就是说，工作在过压区的谐振功率放大器，VCC的变化可以有效地控制集电极回路电压振幅UCm的变化，这就是后续章节介绍到的集电极调幅的原理。

基极调制特性是指当VCC、Uim和RP一定时，放大器性能随VBB变化的特性。可以分析得出，当Uim一定时，VBB增大，iC脉冲不仅宽度增大，其高度还因uBemax的增大而增大，如图2.9（a）所示，此时放大器工作状态由欠压状态向过压状态变化。在欠压状态，IC0和IC1m随VBB的增大而增大；但在过压状态，由于iC凹陷加深，IC0和IC1m增大缓慢，可近似认为不变，如图2.9（b）所示。由图可见，谐振功放只有工作在欠压区，VBB才能有效地控制 IC1m （或UCm）的变化。也就是说，工作在欠压区的谐振功率放大器，VBB的变化可以有效地控制集电极回路电压振幅UCm的变化，这也是后续章节介绍到的基极调幅的原理。

（3）放大特性。当VBB、VCC和RP不变时，放大器性能随Uim变化的特性称为放大特性。它和基极调制特性的情况基本类似，即增大 Uim，放大器的工作状态也是由欠压状态向过压状态变化。丙类谐振功放的放大特性如图2.10所示。

由图2.10可以看出，作为放大器时，必须使Uim变化时UCm有较大的变化，因此必须工作在欠压区；而在过压区，Uim变化时 UCm几乎不变，此时电路具有振幅限幅作用，可作为振幅限幅器。

2.2.3 丙类谐振功率放大器电路

谐振功率放大器电路包括集电极馈电电路、基极馈电电路和匹配网络等。

1．基极馈电电路

基极馈电电路可分为串联和并联两种，如图2.11所示。在图2.11（a）中，输入信号ui、基极直流电源VBB和晶体管的发射结相串联，故称串联馈电电路，常用于工作频率较低或工作频带较宽的功率放大器。在图2.11（b）中，ui、VBB和晶体管发射结相并联，故称并联馈电电路，常用于甚高频的功率放大器。图中CB为高频旁路电容，LB为高频扼流圈。

要使放大器工作在丙类状态，晶体管基极应加反向偏压或加小于截止电压 Uth的正向偏压。反向偏压常采用自给偏置的方法获得。如图2.12所示为几种常见的自给偏置电路。

图2.12（a）所示电路是利用基极脉冲电流iB的直流成分Ib0流经RB来产生反向直流偏压的，CB的容量要大，以便有效地短路基波及各次谐波电流。图2.12（b）所示电路是利用发射极脉冲电流iE的直流成分Ie0流经RE来产生反向直流偏压的，同理，CE的容量也要大。图2.12（c）所示电路是利用Ib0流经晶体管基区体电阻rbb′来产生反向直流偏压的。应当注意，直流偏置电压与静态偏置电压是不同的，这三个电路的静态偏置电压均为零，但直流偏置电压却为不同的负电压。直流偏置电压是随输入信号幅度的大小变化而变化的，这有利于稳定输出电压。

2．集电极馈电电路

集电极馈电电路也分为串联和并联两种。如图2.13所示，其中图2.13（a）所示为串联馈电电路，图2.13（b）所示为并联馈电电路。图2.13中LC为扼流圈，对高频信号起“扼制”作用。CC1为旁路电容，CC2为隔直电容，对高频信号起短路作用。其实并联和串联仅仅是指电路结构形式上的不同，就电压关系而言，无论是串联还是并联，交流电压和直流电压总是串联叠加在一起的，它们都满足uCE = VCC - UCmcosω t的关系。

3．滤波匹配网络

滤波匹配网络是指为了与前级放大器和后级实际负载相匹配，而在谐振功率放大器输入和输出端所接入的耦合电路。介于末级放大器与实际负载之间的耦合电路，叫输出滤波匹配网络；接于放大器输入端的耦合电路，叫输入滤波匹配网络。输入和输出滤波匹配网络在谐振功率放大器中的连接如图2.14所示。

对于输入匹配网络，要求它把放大器的输入阻抗变换为前级信号源所需的负载阻抗，以使电路能从前级信号源获得最大的激励功率；对于输出匹配网络，要求它具有滤波和阻抗变换能力，可以滤除各次谐波，使负载上只有基波电压，并将外接负载RL变换为谐振功放所要求的负载电阻RP，以保证放大器输出所需的功率。

滤波匹配网络根据它的电路结构可分为L形滤波匹配网络、∏形滤波匹配网络和T形滤波匹配网络。

（1）L形匹配网络：图2.15（a）所示为低阻抗变高阻抗的输出匹配网络。RL为外接电阻且很小，C为高频损耗很小的电容，L为Q值很高的电感线圈。将图2.15（a）中的X2、RL串联电路用并联电路来等效，则可得如图2.15（b）所示的电路。在工作频率上，等效并联回路发生谐振，此时，L形匹配网络可把实际电阻RL变换为放大器处于临界状态时所要求的较大的谐振阻抗RP，理论分析可以求得等效品质因数Q、X2、X1为：

图2.16（a）所示为高阻抗变低阻抗的输出匹配网络，此时RL较大，Rp较小。 将图2.16 （a）中的X2、RL并联电路用串联电路来等效，可得图2.16（b）所示的电路。在工作频率上，等效串联回路发生谐振，此时，L形匹配网络可把实际电阻RL变换为放大器处于临界状态时所要求的较小的谐振阻抗RP，而等效品质因数Q和X2、X1应为：

（2）∏形和T形匹配网络：图2.17（a）所示为∏形匹配网络的结构图，它可以分成两个串接的L形网络，如图2.17（b）所示。图2.18（a）所示为T形匹配网络的结构图，它同样也可以分成两个串接的L形网络，如图2.18（b）所示。它们阻抗变换关系就不介绍了。

4．谐振功率放大器电路应用举例

图2.19所示是工作频率为160MHz的谐振功率放大器电路，它向50Ω的外接负载提供13W的功率，功率增益可达9dB。该电路基极采用自给偏压电路，由高频扼流圈LB中的直流电阻及晶体管基区体电阻产生很小的负偏压。集电极采用并馈电路，LC 为高频扼流圈，CC为旁路电容。L2、C3和C4构成L形输出匹配网络，调节C3和C4使外接50Ω负载电阻在工作频率上变换为放大器所要求的匹配电阻。L1、C1和C2构成T形输入匹配网络，可将功率管的输入阻抗，在工作频率上变换为前级放大器所要求的50Ω匹配电阻。L1 除了用以抵消功率管的输入电容作用外，还与C1、C2 产生谐振，C1 用来调匹配，C2用来调谐振。

图2.20所示是工作频率为50MHz的谐振功率放大器电路，它向50 Ω的外接负载提供25W的功率，功率增益可达7dB。该电路基极馈电电路和输入匹配网络与图2.19所示电路相同，而集电极采用串馈电路，L2、L3、C3和C4构成∏形输出匹配网络，调节C3和C4可使输出回路谐振在工作频率上，并实现阻抗匹配。