2.3 金属-氧化物-半导体场效应管

自20世纪80年代以来，大规模MOS集成电路发展十分迅速，使MOS集成电路在当代大规模集成电路中占据主流地位。

结型场效应管（JFET）的输入电阻一般可达106 ～109 Ω，这个电阻从本质上来说是PN结的反向电阻，由于PN结在反向偏置时总会有一定量的反向电流存在，这就限制了输入电阻的进一步提高。与JFET不同，MOS场效应管的栅极处于不导电（绝缘）状态，它是利用半导体表面的电场效应进行工作的，也称为表面场效应器件，所以输入电阻可大为提高，最高可达1015Ω。

MOS场效应管是以二氧化硅为绝缘层的金属-氧化物-半导体（Metal-Oxide-Semiconductor）场效应管，简称为MOSFET。MOSFET的栅极与沟道之间由绝缘层隔离，输入电阻比JFET高得多。此外，MOSFET因集成工艺简单，集成密度很大，而成为现代超大规模集成电路的主角。

MOSFET有增强型（E型）和耗尽型（D型）两类，其中每一类又有N沟道和P沟道之分，其分类及电路符号如图2-42所示。

增强型是指栅源电压uGS =0时，MOSFET内部不存在导电沟道，即使漏源间加上电源电压uDS，也没有漏源电流产生，即iD=0。例如，N沟道增强型，只有当uGS ＞0时才有可能产生漏源电流iD。耗尽型是指当栅源电压uGS=0时，MOSFET内部已有导电沟道存在，若在漏、源间加上适当的电源电压uDS时，就有漏极电流产生，即iD≠0。

本节以N沟道增强型和N沟道耗尽型MOSFET为例，介绍MOSFET的工作原理与特性。可用对比的方法去理解P沟道MOSFET。

2.3.1 N沟道增强型MOSFET工作原理

1.结构

如图2-43（a）所示为N沟道增强型MOSFET的结构示意图。它以一块掺杂浓度较低，电阻率较高的P型硅半导体薄片作为衬底，利用扩散的方法在P型硅中形成两个高掺杂的N+区，分别作为源极（S）和漏极（D）。再在S和D两电极之间的P型衬底表面上利用氧化工艺生成一层很薄（几十纳米）的二氧化硅（SiO2）绝缘层，SiO2 的上面制作一层金属铝，由此引出栅极（G）。显然，栅极与其他两个电极是相互绝缘的，故称为绝缘栅极。另外，在衬底的另一侧也引出一个电极，称为衬底电极，用B表示。在分立元件的电路中，衬底电极一般与源极相连。N沟道MOSFET的电路符号如图2-43（b）所示。图中箭头方向表示PN结导通的方向，由P（衬底）指向N（沟道）；间断线表示栅源电压uGS=0时，FET内部不存在导电沟道。对于P沟道MOSFET，其箭头方向与上述相反。这种绝缘栅FET从上到下具有金属（铝）-氧化物（SiO2）-半导体（衬底）（Metal-Oxide-Semiconductor）三层结构形成，所以称为MOSFET。

2.工作原理

MOSFET利用栅源电压uGS的大小，来改变半导体表面感生电荷的多少，从而控制漏极电流的大小。实现这种控制作用可以有多种方式，现在从N沟道增强型开始讨论。当uGS=0时，晶体管漏极与源极之间为N—P—N所形成的两个串接的背靠背的PN结，此时不论漏、源两极间外加何种极性电压uDS，都会因其中有一个PN结反偏而使漏极电流为零，即在uGS =0时漏源间没有导电的沟道，iD=0，如图2-43（a）所示。

（1）导电沟道的形成

如图2-44所示，如果在栅源之间加一正电压uGS＞0，由于S极与B极（衬底电极）相连，在uGS的作用下，就会在二氧化硅绝缘层内产生一个垂直于P型硅衬底上表面的电场。在此电场的作用下，二氧化硅绝缘层下面的P型硅衬底中的多子（空穴）被向下排斥；随着uGS逐渐增加，电场也随之加强。根据半导体能带理论：当uGS增大到某一个值时，电场会将P型硅中的少子（自由电子）大量吸引到衬底上表面，使衬底上表面形成一层以自由电子为载流子的导电层（因导电层与P型衬底的导电类型相反），通常称为反型层，如图2-44所示。由于反型层属于电子导电（N）型半导体层，而漏区和源区也是N型半导体，因此，反型层与漏区和源区之间不再有PN结势垒，而形成导电沟道。换言之，uGS产生的反型层把源区和漏区连接起来，形成宽度均匀的导电N沟道，自由电子是沟道内的载流子。从外电路来看，源、漏两极间就是一个沟道电阻。如果此时在漏、源两极间外加电压uDS，就会有电流流过N沟道，在外电路形成漏极电流iD。

反型层刚形成时，所对应的栅源电压uGS称为开启电压，用UGS（th）表示。由以上分析可知，欲使增强型N沟道MOS管导电，必须使uGS的值大于开启电压UGS（th），形成导电沟道。基于这种原因，我们把这种场效应管称为增强型MOSFET。如果uGS ＜UGS（th），反型层消失，无导电沟道，增强型N沟道MOSFET处于全夹断状态。

显然，随着uGS继续增大，反型层内的自由电子数增多，相当于N沟道加厚，沟道电阻变小，在同样的uDS作用下所形成的漏极电流就会增大。由此可见，就uGS控制iD的内部机理而言，增强型N沟道MOSFET是依靠uGS改变反型层内感应电荷的多少来改变沟道的宽窄，从而实现对漏极电流的控制的。

既然uGS＞UGS（th）是N型反型层（即N沟道）形成的条件，该条件也可以说成是：二氧化硅氧化层两边的电位差大于开启电压UGS（th）是N沟道形成的条件。认识到这一点对下面分析uDS对沟道的影响十分重要。

（2）iD和导电沟道随uGS和uDS的变化

当uGS＞UGS（th），即导电沟道形成以后，uGS的变化会引起整个导电沟道宽度的变化，也即导致漏-源间沟道电阻大小的变化。而uDS的变化也会使靠近漏端的沟道发生变化，使沟道成为非均匀沟道。

设uGS固定在大于UGS（th）的某一常数值上，如图2-44所示。这时导电沟道已经形成，如果在漏-源间加上电压uDS后，就有漏极电流iD产生。由于S极与衬底电极B相连，uDS也会同时加在D-B之间的PN结上，为了保证漏极与衬底之间无电流，所对应的PN结应该反偏，即要求N沟道MOSFET的uDS必须是正极性，即uDS＞0。

由于uDS沿着N沟道从漏端到源端递降，沿沟道各点电位不同，使得二氧化硅绝缘层两边的电位差沿着N沟道从漏端到源端的不同位置上产生电位差递降。但栅极与源极之间的电位差始终保持为uGS，而栅极与漏极之间的电位差却为uGD=uGS -uDS，即漏端二氧化硅层两边的电位差小于源端。根据上述讨论可知，二氧化硅层两边的电位差越大，反型层越宽，导电沟道也越宽。因此，从源端到漏端的导电沟道宽度由厚变窄，如图2-45（a）所示。

当uDS的值较小，且满足条件uGD=uGS -uDS ＞UGS（th）时，漏-源两端二氧化硅层两边的电位差都大于开启电压UGS（th），尽管整个沟道宽窄不同，但仍是连续的，可近似认为沟道电阻变化不大，即iD随uDS近似呈线性增加。但随着uDS增大，漏端沟道明显变窄，沟道电阻显著增大，iD随uDS增加变缓，即iD随uDS呈非线性关系。可用图2-46所示的OA段来表示上述iD随uDS的变化过程。OA段反映了沟道未夹断区间。

随着uDS的继续增大，由于源端二氧化硅层两边的电位差不变，而漏端二氧化硅层两边的电位差则随uDS的增加进一步减小，当uDS增加到使uGD=uGS -uDS =UGS（th）（即漏端二氧化硅层两边的电位差恰好等于开启电压UGS（th），如UGS（th）=4 V，uGS =6 V，uDS =2 V）时，则沟道漏端处的反型层消失，换句话说，靠近漏端的沟道厚度变成零，如图2-45（b）所示。这就是增强型MOSFET沟道的预夹断状态，对应于图2-46曲线中的A点。

预夹断后，若uDS再继续增加，将使uGD=uGS -uDS ＜UGS（th），夹断点会沿沟道向源端延伸，有效沟道长度减小，如图2-45（c）所示。由于夹断区为高阻区，所以，预夹断后uDS增加的那部分电压几乎都降落在夹断区上，而未夹断沟道中的电压基本维持不变。从外电路看，漏极电流iD基本不随uDS的增加而上升，近似趋于饱和，对应于图2-46中的AB段。AB段曲线随uDS增加略微斜升，这是因为uDS的增加使沟道有效长度减小时，沟道电阻略有减小，使沟道电流略有增大。这就是所谓沟道调制效应。

经过B点后，若uDS继续增加，使漏端与衬底之间PN结的反向电压增加到击穿电压值后，会造成PN结反向击穿而使iD剧增，这就是管子的击穿区域。实际工作时应避免管子工作在此区域。

3.特性曲线与特性方程

从N沟道增强型MOSFET的工作原理不难看出，在不同的uGS值下，iD随uDS的变化均有图2-46所示的变化规律。差异仅在于：uGS越大，漏、源之间的导电沟道越宽，沟道电阻越小，在相同的uDS下，漏极电流iD越大。另外，由于发生预夹断时，uGD=UGS（th），即uGD=uGS-uDS=UGS（th）。由此可知，uGS越大，预夹断所需的uDS也会有所增大。综上所述，当uGS ＞UGS（th）并保持不同值时，可得如图2-47所示的一族输出特性曲线。预夹断轨迹如图中虚线所示，对应的预夹断方程为

当考虑到沟道长度的调制效应后，MOSFET管在恒流区的大信号特性方程通常可表示为

式中，λ是沟道调制系数，1/λ相当于BJT的厄尔利（Early）电压UA；βn 是管子的增益系数，单位为mA/V2，有

式中，μn是MOS管沟道中电子的迁移率（μn=600～800 cm2/（V·s））；Cox是SiO2 氧化层单位面积电容量[Cox=（3～4）×10-8 F/cm2]；W/L是沟道宽度与长度之比，简称宽长比。在W/L一定时，βn是常数。

N沟道增强型MOSFET的输出特性曲线也可分成四个区：可变电阻区（Ⅰ区）、恒流区（Ⅱ区，也称为放大区）、击穿区（Ⅲ区）和截止区（Ⅳ区）。将预夹断方程中的等号改为大于号，管子进入放大区（恒流区）；将等号改为小于号，管子进入可变电阻区。N沟道增强型MOSFET各工作区的条件列于表2-2中。

增强型NMOSFET的转移特性曲线如图2-48所示，该曲线也可以在输出特性曲线的恒流区作垂线，得到iD与uGS的一组对应值，在iD-uGS坐标系中描绘出曲线。

由式（2-56）可以看出，当不考虑沟道长度的调制效应，即λ=0时，可得

式中，IDO=12 βnU2GS（th），IDO是uGS=2UGS（th）时的iD值。式（2-58）对应了增强型NMOSFET的转移特性曲线，显然在忽略沟道调制效应后，增强型MOSFET的转移特性满足平方律关系。

一般规定沟道电流iD的正方向是从漏极流向源极，按此规定，P沟道管的iD＜0，所以P沟道的iD取负值，其转移特性曲线如图2-49所示。从图2-48和图2-49所示转移特性曲线上可以看出，增强型MOSFET具有栅源电压uGS对漏极电流iD的控制能力。

2.3.2 N沟道耗尽型MOSFET工作原理

1.结构和工作原理

N沟道耗尽型MOSFET的结构与增强型相同，但制造N沟道耗尽型MOSFET时，在栅极下面的二氧化硅氧化层中掺入了大量正离子，如图2-50（a）所示。这样，即使在uGS =0时，正离子所产生的电场也会吸引足够多的自由电子到衬底上表面，或者说衬底上表面会因正离子的作用而感应出较多的自由电子形成反型层（即原始的导电沟道）。这种原始导电沟道与增强型管子在uGS ＞UGS（th）时产生的沟道没有什么不同。若此时外加uDS，就能产生漏极电流iD。N沟道耗尽型MOSFET的电路符号如图2-50（b）所示。

如果外加正的栅源电压（uGS＞0），则随着uGS的增大，作用到二氧化硅层的电场强度增大，沟道变厚，沟道电阻则减小。因此，在相同的uDS下，其漏极电流iD将增大。uGS为正值时，由于有二氧化硅绝缘层的隔离，并不会产生栅极电流。

如果外加负的栅源电压（uGS＜0），因外加负偏压uGS削弱了正离子感应的电场强度，使反型层减弱，沟道变薄，沟道电阻增大，因而在相同的uDS作用下产生的漏极电流将减小。但是，当uGS负值达到一定数值时，它产生的电场完全抵消了正离子感应的电场，使反型层消失，沟道全夹断，漏极电流iD为零。我们把反型层（原始沟道）刚消失时所对应的uGS称为耗尽型MOS-FET的夹断电压，用UGS（of）表示。

可见，耗尽型MOSFET在uGS为正或为负时均能实现对漏极电流的控制作用，从而使它的应用更为灵活。

除了uGS的取值范围不同外，耗尽型MOSFET的工作原理与增强型MOSFET在导电沟道形成之后的工作原理完全相同，即uGS和uDS对导电沟道及漏极电流iD的影响同样经历从沟道连续—沟道的预夹断—沟道的部分夹断—反向击穿这些过程，可采用对照的方法来理解耗尽型MOSFET的工作原理，这里不再赘述。

2.特性曲线与特性方程

N沟道耗尽型MOSFET的特性曲线如图2-51所示。由转移特性曲线可以看出，这种管子的栅源电压可取正值也可取负值。输出特性曲线也分为四个区：可变电阻区、恒流区、击穿区和截止区，各个工作区的偏置条件见表2-3。其预夹断方程为

当考虑到沟道长度的调制效应后，耗尽型MOSFET管在恒流区的大信号特性方程与增强型MOSFET有类似的表达式，通常可表示为

当忽略沟道调制效应时，式（2-60）变为

式中，。其中，UGS（of）为耗尽型MOSFET的夹断电压，IDSS为uGS=0时的饱和漏极电流。

对于P沟道耗尽型MOSFET，除了外加电压极性和漏极电流方向与N沟道MOSFET相反外，工作原理完全相同。归纳起来：P沟道耗尽型MOSFET的uDS应为负极性，故沟道内漏极电流iD从S极流向D极。P沟道增强型管的开启电压UGS（th）＜0。uGS＜UGS（th）时导电沟道形成。P沟道耗尽型管的uGS可正可负，夹断电压UGS（off）＞0。uGS＞UGS（off）时，沟道全夹断。

以上较详细地讨论了N沟道增强型MOSFET的结构和工作原理，简要介绍了N沟道耗尽型MOSFET。对于P沟道增强型MOSFET和P沟道耗尽型MOSFET也做了简单对比。现将4种类型MOSFET的转移特性曲线绘于图2-52中做一比较。N沟道MOSFET的转移特性曲线如图2-52（a）所示，P沟道MOSFET的转移特性曲线如图2-52（b）所示，使得两种沟道MOS-FET的uGS取值的规律性一目了然：N沟道管uGS＜UGS（off）（或UGS（th））时沟道全夹断；P沟道管uGS＞UGS（off）（或UGS（th））时沟道全夹断。此外，图中转移特性曲线是按iD从管外流入漏极为正方向画出的，按此正方向，P沟道管iD为负值。

为了便于比较JFET和各类MOSFET的特性曲线和特性方程，表2-4列出了各类FET的特性曲线和特性方程，以帮助读者正确地理解各类FET的工作原理及特性。注意表2-4中所示iD的正方向是由漏极流向源极。

2.3.3 MOSFET小信号模型

1.MOSFET的三种基本组态

MOSFET在接入工程电路的具体应用中与BJT类似，也有三种基本组态：①以栅极做输入端，漏极做输出端的共源（CS）组态；②以栅极做输入端，源极做输出端的共漏（CD）组态；③以源极做输入端，漏极做输出端的共栅（CG）组态。图2-53给出了NMOSFET三种组态的输入和输出端口。由于共源组态在实际电路中使用最广泛，下面主要讨论共源组态增强型NMOS-FET的小信号模型。

2.背栅控制特性

在分立元件电路中，MOSFET的衬底和源极一般是短接的，衬、源之间的电压uBS =0，此时的MOSFET管相当于三个电极的半导体器件（即晶体三极管）。但在MOS集成电路中却不一样，许多MOSFET都做在同一衬底上，即MOSFET的衬底是公共的，所以不能把所有MOSFET的源极都接衬底，否则它们的源极将通过衬底相互短接在一起，电路将无法正常工作。在集成电路中，为使各MOSFET管之间相互隔离，NMOSFET的衬底要接电路的最低电位，PMOSFET的衬底要接电路的最高电位，因此衬底和源极之间的电压uBS往往不等于零。通常把uBS对MOSFET特性的影响叫体效应或衬底调制效应，这是在MOS集成电路中必须考虑的问题。

衬底调制效应是指衬底极B与源极S间的电压uBS对iD的控制作用。在增强型N MOS-FET中，通常衬底B极与源极S同电位，或比源极S的电位负（低）。当uBS ＜0（或uSB＞0）时，P型衬底与N+区源极之间的PN+结耗尽层由于反偏变厚，要想维持沟道中的载流子数量与uBS=0时的相同，就需要增加uGS。即，如果在uBS=0时，uGS=UGS（tho）便出现N沟道，那么，在uBS＜0时，就需uGS ＞UGS（tho）才可能出现N沟道。即开启电压值UGS（th）随衬底与源极间的负偏压数值的增加而增加，这种现象称为背栅控制特性。背栅控制特性反映了uBS（衬源电压或背栅电压）对iD的控制能力，图2-54反映了这种控制作用。随着uSB值的增加，N沟道增强型管UGS（th）的值也增大（对于P沟道增强型管UGS（th）的绝对值增大）。对于N沟道耗尽型管，UGS（of）的值也会随uSB值的增加而增大，但由于UGS（of）为负值，所以UGS（of）的增加是从负值向零变化的，当uSB足够大时，UGS（of）将变成正值，这样耗尽型管就变成了增强型管。衬源电压uBS对漏极电流iD的控制能力表明了MOS管的四极管作用，这是BJT所没有的，这一优点对MOS模拟集成电路的设计十分有用。可以证明，在考虑体效应后，NMOSFET的开启电压为

式中，UGS（tho）为uBS =0时的开启电压，2φF为形成强反型层时的表面电势，典型值为0.7 V，γ为体效应系数（或体阈值参数），γ的大小由衬底和栅极氧化层厚度决定，典型值在0.3～0.4 V1/2之间。而对于PMOS管，考虑到体效应后的开启电压为

uBS对iD的控制作用以背栅跨导gmb来表征，即

背栅控制能力也可以用背栅跨导gmb与转移跨导gm之比η=gmb/gm（η典型值一般约为0.1～0.3）来描述。可求得

根据式（2-56）可求出

当λuDS≪1时

还可以求出

可见，在βn为常数（W/L为常数）时，gm与过驱动电压（uGS -UGS（th））成正比，或与漏极电流ID的平方根成正比。若漏极电流ID恒定时，gm与过驱动电压（uGS-UGS（th））成反比，而与βn的平方根成正比。所以要增大gm，可以通过增大βn（W/L）值，也可以通过增大ID来实现，但以增大W/L值最有效。另外与双极型三极管（BJT）的跨导gm=IC/UT相比较可以看出：对于BJT管，当IC确定后，gm与几何形状无关，而MOS管的跨导gm除了可通过ID调节外，还和几何尺寸W/L的值有关；BJT的跨导gm与IC成正比，而MOS管的跨导gm与漏极电流ID的平方根成正比，因此在同样的工作电流情况下，MOS管的跨导要比双极型三极管的跨导小得多。

另外，在恒流区MOSFET漏、源极间的动态电导为

所以，漏、源极间的动态电阻为

当λUDS≪1时，且令Early电压为UA=1/λ，则

3.亚阈区导电特性

亚阈区导电特性是指uGS＜UGS（th）时MOSFET的导电特性。在上述MOSFET特性的讨论中，假定仅当uGS≥UGS（th）时增强型NMOSFET才有漏极电流iD，而uGS ＜UGS（th）时，iD=0。但实际上一个确定的阈值电压UGS（th）是不存在的，而在uGS ＜UGS（th）时，即uGS达到UGS（th）之前，MOS管已经开始导通，产生了一个弱反型层，出现了弱的漏极电流iD，这种电流称为亚阈值电流，这种现象称为亚阈区（或弱反型层区）导电效应。在亚阈区，iD与uGS呈指数规律变化，iD可表示为

式中，IDO为特征电流，表示当宽长比W/L=1，且各极相对衬底极的电位uG、uS、uD均为零时的漏极电流，n为与衬底调制效应有关的指数因子，典型的n≈1～3，UT=kT/q（常温下UT≈25～26 mV）。

据式（2-73）可求得亚阈区（用下标sub表示）的栅极跨导为

源极跨导为

从上述分析可知，在亚阈区，MOSFET的漏极电流与栅源电压呈指数关系，传输特性与BJT类似，栅极跨导gmsubG=IDQ/nUT，与漏极电流IDQ成正比，与BJT的放大能力相近。以上MOSFET的各种特性在MOS模拟集成电路设计中很有用。表2-5给出了MOSFET各种模型参数的典型值。

4.MOSFET的等效电容

MOSFET有5个极间分布电容，可分别等效为：栅极与漏区电容Cgd；栅极与源区电容Cgs；衬底与漏区电容Cbs；衬底与源区电容Cbs；衬底与栅极电容Cbg。图2-55（a）表示了这5个极间分布电容。

图2-55（b）是N沟道增强型MOSFET极间电容示意图，图中画出了各寄生电容的等效位置。如果设栅极的几何宽度为W，实际导电沟道的长度为L，栅极与源区和漏区覆盖部分的长度均为Lo；栅氧化层的电容密度为COX。可以把各寄生电容分成以下几类：

①栅极与N型导电沟道之间的氧化层电容CGN=WLCOX；

②衬底与N型导电沟道之间的PN结耗尽层势垒电容，其中，e为电子电荷，ε为硅的介电常数，Nsub为衬底的掺杂浓度，2φF为形成强反型层时的表面电势。

③由于栅极与源区和漏区的覆盖部分边缘电力线的原因，栅极与源区和漏区覆盖部分的交叠电容CGS和CGD不能简单地记为CGS=CGDO=WLCOX，通常需要通过复杂的计算得到，其值与衬底偏置有关。如果设每单位宽度的交叠电容为CGSO和CGDO，则有CGS =WCGSO，CGD=WCGDO。

④衬底与源区和漏区间的PN结耗尽层势垒电容CBSJ和CBDJ一般可分为两部分：一部分是与结的底部相关的下极板电容CJ，另一部分是由于PN结周边引起的侧壁电容CJSW。一般CJ和CJSW表示单位面积和单位长度的电容，都可以表示成

CJ=CJO/[1+UR/φB]mJ

CJSW=CJO/[1+UR/φB]mJSW

式中，UR为PN结的反向电压，是源电压和漏电压相对于衬底电压的电位差。φB为PN结的内建电势（φB=0.7 V），幂指数mJ或mJSW的值一般为0.2～0.5。以上介绍的各寄生电容是形成Cgd，Cgs，Cbd，Cbs，Cbg的基础，读者可参考有关文献，这里不再赘述。

5.MOSFET交流小信号等效模型

当MOSFET在直流偏置作用下工作于饱和区时，其交流小信号等效模型如图2-56所示。图中，受控电流源gmugs和gmbubs分别表示由栅源电压ugs和背栅电压ubs控制产生的漏极电流iD的分量。正向转移跨导gm、背栅跨导gmb及漏源极间的动态电阻rds可按前述有关表达式，即式（2-68）、式（2-66）、式（2-72）计算。Cgs、Cgd为栅极与源极、栅极与漏极间的电容，Cbg、Cbs、Cbd分别为衬底与栅极、源极、漏极间的电容。

在工作频率不是很高的条件下，图2-56（b）所示MOSFET交流小信号等效模型中的各电容可视为开路，等效模型可简化为图2-56（c）所示的低频交流小信号模型。另外，图2-56（b）所示的MOSFET交流小信号等效模型对所有的MOSFET都适用。

在分立元件电路中，MOSFET的衬底和源极一般是短接的，衬、源之间的电压uBS=0，此时的MOSFET管小信号线性电路模型与图2-41所示的JFET的小信号线性电路模型相同。

6.MOSSPICE模型

为了在电路模拟中描述MOSFET的特性，SPICE要求每一个器件都有一个精确的模型。自20世纪60年代中期建立第一个MOS模型以来，随着器件尺寸的不断变小，人们为了提高模型的准确性进行了大量的研究工作。从20世纪60年代中期到70年代末，为了使沟道长度小到1 μm的MOS管的模拟和实测特性之间有一个合理的精度，人们相继建立了包含了高阶效应的Level1～Level3模型。在20世纪80年代中期，AT&T贝尔实验室提出了简单的短沟道IGFET模型（CSIM），加州大学伯克利分校报道了短沟道IGFET模型（BSIM）。实践证明，这些模型不适合于模拟设计，在20世纪80年代末到90年代初，人们相继推出了BSIM2，HSPICElevel28模型，BSIM3等一系列模型。

MOS器件建模不断面临挑战，特别是在高频工作条件下，这是因为现在成熟的模型在经过一代或两代工艺之后就不适用了（如从0.5 μm到0.3 μm再到0.25 μm）。一个模型的应用是由以下因素决定的：不同尺寸的器件在不同的工作范围内能提供的精度；模型参数提取的容易程度和仿真的效率。感兴趣的读者想深入了解这方面的内容请参考相关文献。为了了解MOS器件模型的基本知识，下面以最简单的Level1 MOS SPICE模型为例，给出0.5 μm工艺模型参数的典型值。表2-6为NMOS和PMOS器件的模型参数。表2-7为这些典型参数的定义。

最后值得一提的是，在大多数CMOS工艺中，PMOS器件的性能比NMOS器件的性能要差。例如，由于空穴的迁移率较小，在现代工艺中μpCOX≈0.25μnCOX，导致了低的电流驱动能力和跨导。另外，对于给定的器件尺寸和偏置电流，NMOS管呈现出较高的输出电阻，可以在放大器中提供更理想的电流源和更高的增益。因此，只要可能，人们往往更倾向于采用NMOS而不是PMOS。

2.3.4 场效应晶体管与双极型晶体管的比较

在结束本章之前，我们将FET和BJT这两类最基本的半导体器件做一个较全面的比较。

（1）FET的三个电极S、G、D与BJT的三个电极E、B、C相对应，两类器件在放大区的输出特性曲线非常相似。但它们的导电机理却不同。FET内部仅有的沟道电流是漂移电流，而BJT的内部电流却比较复杂。BJT的内部电流既有漂移电流又有扩散电流，其电流与多子和少子都有关。由于少子浓度对温度和辐射等比较敏感，所以BJT的特性易受外界影响。在这方面，FET要比BJT优越。

（2）FET是一种电压控制器件，其栅极电流极小，故栅-源间输入电阻很大（JFET可达l ×106 Ω以上，MOSFET可达1 ×1014 Ω以上）。FET特别适合作为高输入阻抗放大器的输入级。BJT工作时基极需要一定的激励电流，故基极与射极端口的输入电阻只有数千至数十千欧姆。BJT是一种电流控制器件。

（3）在放大区，FET的漏极电流与uGS是平方律关系，而BJT的发射极电流与uBE是指数关系，所以FET放大器的线性要优于BJT放大器。在较大的范围内，BJT的三个电极电流近似成正比。BJT的跨导与集电极电流成正比，FET的跨导与漏极电流的平方根成正比。在同样的电流下，FET（特别是MOSFET）的跨导gm比BJT的低。

（4）FET在沟道未夹断时可用做压控可变电阻，这一特性使FET在一些控制电路（如自动增益控制电路）中得到广泛应用。而BJT不存在可变电阻区，相应的区是饱和区，饱和压降取决于外电路，且变化很小。

（5）MOSFET的制造工艺比BJT简单（制造MOSFET只需一次杂质扩散且无须隔离技术），集成度最高，所以在超大规模数字集成电路中应用得最广。而且采用CMOS技术（由N沟道和P沟道组成的互补MOSFET）的集成电路，在功耗、开关特性、增益特性等方面的性能大大优于单沟道MOSFET，因此，数字IC和模拟IC中的MOS集成电路几乎都是CMOS集成电路。BJT主要用在模拟集成电路和中、小规模数字集成电路中，而JFET在集成电路中用得较少，主要用做恒流源偏置和差动输入级的放大管。

（6）MOSFET的绝缘栅氧化层只有几十纳米，栅极与衬底之间的电容为pF量级，由U=Q/C可知，很少的感应电荷就会产生很高的感应电压，将绝缘栅氧化层击穿，导致管子永久性损坏。所以保存MOSFET时应将其引脚短路，焊接时烙铁应接地或把烙铁临时拔下来。BJT的BE结一般工作在正偏状态，即使有时工作于反偏状态，甚至发生击穿，只要电流限制在一定的范围内就不会被烧毁。

（7）随着半导体技术的发展，半导体器件的工作频率越来越高。Si-BJT的特征频率fT已经能够做到10 GHz。因此，采用BJT的放大器已能够工作到微波频段。而FET的工作频率更高。由砷化镓（GaAs）基片制造的金属半导体场效应管可以用做毫米波的放大器。

最后，表2-8给出了各类晶体管的低频微变线性电路模型、常用基本参数和特性方程。