2.3　组串式单相逆变器的设计

2.3.1　组串式单相逆变器软件设计

单相逆变器的软件部分设计主要分为以下几个部分：首先给出单相逆变器的等效数学模型，其次介绍基于该模型的逆变器控制部分的软件设计，紧接着是调制部分的选择，最后结合仿真结果对控制系统软件的设计做一个整体的介绍。

2.3.1.1　单相逆变器的数学模型

单相逆变器的拓扑结构如图2-11所示，逆变桥通过L1L2C组成的滤波器和电网连接，逆变器工作时电流方向由逆变桥流向电网如图中的I1所示，高频电流部分I2经电容C流回逆变桥。所以逆变器工作的电压电流矢量如图2-12所示。

矢量关系：

在设计电路时一般L1=L2=L，I1的值要远大于I2，R1=R2=R且都很小，上式可以简化为：

由逆变器工作的矢量关系可以看出，只要改变逆变桥输出电压Uab的幅值和相位就可以控制并网电流的幅值和相位。

将矢量关系转换到时域中可以得到逆变器在时域中的数学模型：

2.3.1.2　单相逆变器的控制方法设计

单相逆变器的控制一般采用双环的控制结构，外环为电压环，内环为电流环。其中电压环的输出作为内环的给定，在实际应用中根据逆变器输入电压的不同，配合MPPT电压环的给定也不同。并网逆变器控制的目标是向电网输送的电流质量尽量高，满足相关标准的同时对电网的畸变有改善的作用，所以电流环的设计相对比较重要。本书选择了PI控制、电压前馈控制和重复控制相结合的控制策略设计了控制器，控制框图如图2-13所示。

（1）电流前馈部分的设计

实验测得只利用并网电流的PID调节并网电流并不能很好地跟踪上电流指令值，并且电流与电网电压之间有一个相位差，PID的调节能力是有一定限度的。因此需要引入电流前馈调节。电流前馈环节分为电流前馈幅值调节和电流前馈相位调节，即利用实时采样的并网电流信号，分析它与电压的相位差及与电流指令值的幅值差，产生一个补偿信号作用于PWM调制波从而抵消与电流指令值之间的差异。前馈环节在并网全过程中始终作用。

（2）重复控制部分的设计

由于死区，驱动电路的不对称，电网电压周期性扰动等非线性因素的影响，单纯的PI调节器很难满足并网电流总畸变率（THD）的要求。为了减小周期性扰动的影响，引入了重复控制。实验表明加入重复控制后THD能降低1～3个百分点，在低功率段效果更明显。

基于内模原理的重复控制能够有效地消除并网电流的指令误差和扰动误差，提供高质量的稳态波形。内模原理指出，若要一个控制系统具有良好的跟踪指令和消除扰动误差的能力，则在反馈控制系统中必须包括一个描述外部输入信号动力学特性的模型，这个模型就是内模。如图2-14所示，重复控制单元主要由两部分构成：重复信号发生器、辅助补偿器。重复信号发生器产生周期性参考信号，其中Q（z）为一阶低通滤波器，一般取为小于1的常数。辅助补偿器是为了提供相位补偿和幅值补偿，增加系统的稳定裕度。一般取C（z）=KrZkS（z），Kr为控制增益，取小于1的常数，Zk补偿逆变器本身及S（z）引起的相位滞后。S（z）设计为二阶滤波器，用于衰减高频段，减小谐振峰值。

2.3.1.3　单相逆变器的调制方法

单相逆变器一般采用SPWM调制方式。SPWM调制又可以分为单极性调制、双极性调制。调制方式的选择对驱动电路的设计、滤波器的设计、逆变系统的效率、电流畸变率，以及系统的漏电流都有影响。下面对常用的两种模式做一下简单的介绍，根据不同的应用环境可以分别选择。

（1）单极性调制

单极性调制的概念以及谐波分析此处不再讨论。调制就是调制波和载波的一个比较，通过比较结果控制PWM占空比。在数字控制器中载波可以通过定时器很容易实现，调制波的选择有以下几种方式，通过对图2-15中单相逆变桥开关器件的控制来说明。图2-16所示为单相逆变桥波形。

如图2-16所示，单极性调制波和载波都为正，在逆变过程中控制回路要有换向的逻辑，在实际的应用中为减小开关损耗提高逆变的转换效率四个开关管中一般有一个或者两个工作在高频的调制开关状态，其他的开关管工作在工频的开关状态，一般应用的有以下两种，图2-17及图2-18中驱动的顺序依次为T1—T3—T2—T4。

从驱动波形上可以看出第二种开关状态管子的开关次数更少，大部分时间只有一个管子在开关动作，因此这种方式的开关损耗是最小的，但是在开环状态下这种调制由于半周始终在为滤波电容充电，测试到的波形接近方波，只有加一定负载时才能得到正弦波。在离网型的逆变器中一般选择第一种调制模式比较多。

（2）双极性调制

双极性调制模式中四个开关管都工作在高频开关状态，同一桥臂的两个管子之间是互补的，对角的两个管子可以是相同的驱动，也可以是相位差180°的调制波和载波比较产生的两个不同的驱动。两种模式的调制波如图2-19和图2-20所示。

2.3.1.4　数字仿真

基于以上控制策略搭建了如图2-21的SIMULINK仿真模型，其波形图如图2-22所示。

2.3.2　单相逆变器的硬件设计

组串式单相并网逆变器的硬件设计分三部分介绍，分别是采样电路、驱动电路和锁相电路。

2.3.2.1　采样电路设计

组串式单相并网逆变器的采样电路包括电压采样电路和电流采样电路。

（1）电压采样电路设计

需要采集的电压参数有电网电压、逆变器输出电压和直流母线电压，其中电网电压和逆变器输出电压为交流电压，采集电路相同。

①交流电压采集电路　交流电压的采集采用的电压传感器模块型号为LV25-P，以电网电压采集电路为例，交流电压采集电路如图2-23所示。

交流电压采集电路中，U0、V0为电网电压输入端，电网电压经过并联电容和串联电阻后作为电压传感器LV25-P的输入，LV25-P的输出端经过比较电路输出VAC1，VAC1为电压幅值减小的正弦波，VAC1需要经过如图2-24所示A/D采样电路输入到DSP中。

为了保证进入DSP中的信号为正，对于交流信号，需要加入一定幅值的上拉电压，将交流信号都转换为符合DSP要求的正值信号，然后在程序中对采集到的信号进行处理，将信号还原。在图2-24中的A/D采样电路中，在电阻R3的一端增加+3.3V的上拉电压，将采集到的交流电压转换为符合DSP要求的正值信号。

②直流母线电压采集电路　直流母线电压采集电路如图2-25所示。

在直流母线电压采集电路中，DCH为直流母线电压，经过R22、R78和R79组成的分压电路输出幅值较低的直流电压DCH-1，考虑到直流侧电压为400V左右，并且加在DSP引脚的电压最高为+3.3V，因此R22和R78的阻值选定为200kΩ，R79的阻值选定为3kΩ。DCH-1经过运算放大器LM324和光耦HCNR201后，输出电压VDCH。VDCH需要经过如图2-26所示A/D采样电路输入到DSP中。

因为直流信号均为正值，所以直流信号A/D采样电路和交流信号A/D采样电路的区别在于，直流信号A/D采样电路没有上拉电压。

（2）电流采样电路设计

系统中需要采集电网电流和负载电流，采用的电流传感器型号为HKC100BR，输出的电流信号经跟随电路输出，再经过控制板上的采样电路输入到DSP中。电流采集电路如图2-27所示。

图2-27中，Hall1为电流传感器的输出，IAC1需经过交流信号A/D采样电路输入到DSP中。

2.3.2.2　驱动电路设计

组串式单相并网逆变器的逆变模块使用的是智能功率模块IPM，它是由IGBT和外围电路集合起来的模块，它体积小，并且有外围保护电路。经过选择和分析，采用的是三菱智能功率模块PM50RLA120作为逆变器的功率模块，最大电流50A，电压为1200V，这可以满足逆变器升压和逆变的要求。

在单相逆变中，需要四路PWM来驱动IPM进行逆变，设定四路PWM驱动信号分别为UP、UN、VP和VN，以UP信号为例，其硬件电路如图2-28所示。

图2-28中，PWM7和PWM8为DSP输出的PWM波，光耦型号为6N137，DCVcc1为+15V，UP是输出幅值为+15V的PWM信号。

2.3.2.3　锁相电路设计

组串式单相并网逆变器需要对外电网电压进行锁相，锁相控制是首先通过数学方法计算出逆变器输出电压和电网的相位差，再根据该相位差对逆变器输出电压的频率进行调节。

通过过零检测电路来检测逆变器输出电压的相位，其中过零检测电路是由过零比较器来实现的。正弦波过零检测电路波形示意图如图2-29所示。实现过程如下：正弦交流电通过过零检测电路后输出方波信号，并将方波信号的上升沿或下降沿设置为正弦交流电的过零点，然后使用DSP微处理器捕捉该上升沿或下降沿来获取正弦交流电的过零点，从而来确定电压相位。

过零检测电路如图2-29所示。图中，首先对外电网电压进行采样，采集到的外电网信号经过比较电路后输出方波，将方波信号的上升沿或下降沿设置为正弦交流电的过零点，其中，0cross1为输出的方波信号。

2.3.2.4　实验结果分析

实验室样机参数：滤波电感3mH，电容2μF，直流母线电容2000μF，载波频率20kHz。实验采用前述单极性调制方式的第二种方法。上桥臂施加工频触发信号，下桥臂通以高频PWM信号。T1和T4的驱动波形如图2-30所示。

并网后电流波形和锁相信号波形如图2-31中的CH1和CH2所示。由图中可知，它实现了电流总畸变率小于2％的设计目标。测试发现加入重复控制后在低功率段电流波形质量明显改善。