第八节　动车组牵引电机其他控制技术

一、标量控制技术

标量控制就是仅仅只对变量的幅值进行控制，且忽略电机中的耦合效应。而后面讨论的矢量控制是对变量的幅值和相位都进行控制。标量控制的传动系统性能差一些，但实现起来容易，因此在传动系统中一度得到广泛应用。下面以闭环控制的变压调速系统为例进行介绍。

采用普通异步电动机的变电压调速时，调速范围很窄，采用高转子电阻的力矩电机可以增大调速范围，但机械特性又变软，因而当负载变化时静差率很大，开环控制很难解决这个矛盾。

1.系统组成

对于恒转矩性质的负载，要求调速范围大于D=2时，往往采用带转速反馈的闭环控制系统，如图2-33（a）所示。该系统并没有采用V/F控制，只是变压调速，而不是变压变频（VVVF）调速，是一种最简单的闭环调速系统。

2.系统静特性

闭环控制变压调速系统的静特性如图2-33（b）所示。当系统带负载在A点运行时，如果负载增大引起转速下降，反馈控制作用能提高定子电压，从而在右边一条机械特性上找到新的工作点A′。同理，当负载降低时，会在左边一条特性上得到定子电压低一些的工作点A″。按照反馈控制规律，将A″、A、A′连接起来便是闭环系统的静特性。尽管异步电动机的开环机械特性和直流电机的开环特性差别很大，但是在不同电压的开环机械特性上各取一个相应的工作点，连接起来便得到闭环系统静特性，这样的分析方法对两种电机是完全一致的。

3.系统静态结构

根据图2-33（a）所示的原理图，可以画出静态结构图，如图2-34所示。图中，Ks=Us/Uc为晶闸管交流调压器和触发装置的放大系数；α=Un/n为转速反馈系数；ASR采用PI调节器；n=f（Us，Te）是异步电动机机械特性方程式，它是一个非线性函数。

二、矢量控制技术

异步电动机是一个多变量的多输入输出系统，而电压、电流、频率、磁通、转速之间又相互有影响，所以是强耦合的多变量系统，针对异步电动机的动态数学模型也是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统。因此需要异步电动机具有高动态性能时，必须面对这样一个动态模型，从而产生了按转子磁链定向的矢量控制系统，简称VC（Vector Control）系统。

1.矢量变换控制

1971年，德国人提出矢量控制理论，即电机磁场的定向调解，用较均匀的转子磁通作为磁场的定向参数，将电机电流分解成磁通和转矩的两个分量，同直流电机一样，这两个分量可单独调解，从而使交流电机在控制性能、抗干扰能力和转矩动态调节方面达到与直流电机同样的质量。

对于直流电动机，可以认为励磁电流If产生的主磁通Ф和电枢绕组电流Ia产生的转子磁场是相互独立的，电机设计保证了励磁磁势与电枢磁势互相垂直，可认为互相解耦，磁势直流电动机电磁转矩为

利用补偿绕组可以对电枢电流变化引起的主磁通的变化进行补偿，保证上述公式的准确性。

但是异步电动机的情况比直流电动机复杂得多，磁场是定子电流和转子电流共同产生的，通过绕组的电流既有产生磁场的励磁分量也有产生转矩的有功（转矩）分量，二者纠缠在一起，若只控制电枢电流不能达到控制电磁转矩的目的，更何况鼠笼式异步电动机转子电流也难以直接测量和控制。

从电机理论可知，异步电动机的电磁转矩Te=CTΨmIrcosφ2，它是气隙磁场Ψm和转子电流有功分量Ircosφ2相互作用产生的。其中cosφ2是功率因数，是由于电枢绕组或鼠笼转子的短路绕组的电感导致每根笼条内的电流将在时间上滞后于电动势而导致的。异步电动机矢量图如图2-35所示，可以看出，转子磁链Ψr和转子电流Ir在相位上互相垂直，而异步电动机的转子磁链Ψr=Ψmcosφ2，因此可知Te=CTΨrIr，在形式上和直流电动机的转矩公式完全相似。如果能设法保持异步电动机转子磁链Ψr恒定，则只要控制转子电流Ir就能达到有效控制电动机转矩的目的，这就是所谓的以转子磁链定向的矢量控制。但对于三相鼠笼式异步电动机，转子电流Ir难以直接测量和控制，控制定子三相电流的瞬间值iA、iB、iC以达到上述矢量控制的目的可以采用坐标变换方法实现。

2.异步电动机在M—T坐标系上的数学模型

（1）异步电动机在三相坐标系上的数学模型

无论电动机转子是绕线形还是鼠笼形的，在理想条件下，都将它等效成三相绕线转子，并折算到定子侧，折算后的定子和转子绕组匝数都相等。如图2-36所示，以A轴为参考坐标轴，定子三相绕组轴线A、B、C在空间上是固定的，转子绕组轴线a、b、c随转子旋转，转子a轴和定子A轴间的电角度θ为空间角位移变量，同时规定各绕组电压、电流、磁链的正方向符合电动机惯例和右手螺旋定则。

图中，uA、uB、uC、ua、ub、uc为定子和转子相电压的瞬时值；iA、iB、iC、ia、ib、ic为定子和转子相电流的瞬时值；ΨA、ΨB、ΨC、Ψa、Ψb、Ψc为各相绕组的全磁链；Ψs和Ψr为定子绕组和转子绕组的磁链列阵；us和ur为定子和转子电压列阵；is和ir为定子和转子电流的列阵。

①磁链方程

式中　　Lms——定子互感，即与定子一相绕组交链的最大互感磁通；

Lmr——转子互感，即与转子一相绕组交链的最大互感磁通；

Lls——定子漏感，即定子各相漏磁通；

Lls——转子漏感，即转子各相漏磁通。

②电压方程

式中　　 ——定子和转子绕组电阻；

p——微分算子，。

③电磁转矩方程

Te=npLms[（iAia+iBib+iCic）sinθ+（iAib+iBib+iCic）sin（θ+120°）+（iAia+iBia+iCic）sin（θ-120°）]　　（2-34）

公式是在线性磁路、磁动势在空间按正弦分布的假定条件下得出的，但对定子、转子电流对时间的波形未作任何假定，式中的电流i都是实际瞬时值。因此上述电磁转矩方程完全适用于变压变频器供电的含有电流谐波的三相异步电动机调速系统。

④电力拖动系统运动方程

在忽略电力拖动系统传动机构中的黏着摩擦和扭转弹性，系统的运动方程为

式中　　Te——电磁转矩；

TL——负载阻转矩；

ω——转子转速，。

（2）按转子磁链定向的矢量控制方程

异步电动机在任意两相旋转坐标系上的数学模型、两相静止坐标系上的数学模型和两相同步旋转坐标系上的数学模型。其中最常用的一种旋转坐标系是取d—q坐标系以同步转速ω1旋转，同时规定d轴沿着转子总磁链矢量Ψr的方向，称之为M（Magnetization）轴，而q轴则逆时针旋转90°，垂直于Ψr，称之为T（Torque）轴，这种旋转坐标系称为M—T坐标系，即按转子磁场定向的坐标系。

M—T坐标系的同步旋转保证了当三相坐标系的电压和电流都是交流正弦波时，变换到M—T坐标系上就成为直流。因为Ψr本身就是以同步转ω1速旋转的矢量，同时M—T坐标系按照磁链Ψr定向还可以减少同步旋转坐标系数学模型的多变量之间的耦合关系，使数学模型进一步得到简化。

目前，最常用的矢量控制方案就是按转子磁场方向定向的矢量控制。如图2-37所示，静止轴系的α轴与三相轴系的A轴一致，M轴与A轴（α轴）之间相角为φ。定子电流is在M—T坐标系上分解为ism和ist，其夹角θs为力矩角。

当把异步电动机定子和转子的各物理量，如电压、电流和磁链等均经过坐标变换，变换到M—T坐标系上时，通过数学推导可以得到矢量控制系统中，异步电动机在M—T坐标系上的各物理之间的关系式如下。

式中，Te为电磁力矩；Lr为转子电感，Lr=Lm+Lrσ（Lm为d—q坐标系定子与转子同轴等效绕组间的互感，Lrσ为转子漏感）；Tr为转子电磁时间常数， ；p为微分算子， ；ω1为定子频率的同步角速度；ω为转子速度；φ为转子磁链Ψr的相位角；θs为定子电流矢量is与M轴的夹角；θs为定子电流is的相位。

可以看出，在转子磁场定向中，在M轴上，只要保持ism不变，则转子磁链Ψr保持不变，它的大小只决定于定子磁化电流分量ism；则电磁转矩Te仅与定子电流有功分量ist成正比，没有任何滞后。这样，在定子电流的两个分量间实现了解耦，ism只决定磁链，ist只影响力矩，与直流电机控制完全相类似。这样只要保持定子磁化电流分量ism恒定不变，控制定子电流中的转矩电流分量ist，就能有效地控制异步电动机的瞬时转矩。当知道了所需的定子电流磁化分量ism和转矩分量ist以后，利用两相到三相的反变换式，就不难求出实际需要控制的定子三相瞬时电流值ia、ib、ic。

3.异步电动机矢量控制的基本原理

矢量控制的基本原理是认为异步电动机与直流电机具有相同的转矩产生机理。因为直流电动机的励磁电流和电磁转矩电流是独立的、解耦的。异步电动机的矢量控制就是仿照直流电机解耦控制的思路，把定子电流分解为磁场电流分量和力矩电流分量，并加以控制。实际上是借助坐标等效变换，把异步电动机的物理模型等效地变换成类似于直流电机的物理模型，变换前后在不同坐标系下电动机模型的功率相同及磁动势不变，如图2-38所示。

图2-38中，3/2为三相/两相变换；VR为同步变换；φ为M轴与α轴（A轴）的夹角，在三相坐标系上的定子交流电流iA、iB、iC通过3/2变换可以等效成两相静坐标系上的交流电流isα、isβ，再通过同步旋转变换VR，可以等效成同步旋转M—T坐标系上的直流电流ism和ist，产生同样的旋转磁动势。如果观察者站到铁芯上与坐标系一起旋转，他所看到的便是一台直流电机，如图2-39所示。可以控制使交流电机的转子总磁通Φr就是等效直流电机的磁通，则M绕组相当于直流电机的励磁绕组，ism相当于励磁电流，T绕组相当于伪静止的电枢绕组，ist相当于与转矩成正比的电枢电流，且ism和ist都是直流电流。

从整体上看，输入为A、B、C三相电压，输出为转速ω，是一台异步电动机。从内部看，经过3/2变换和VR变换，变成一台由ism和ist输入，由ω输出的直流电机。既然异步电动机经过坐标变换可以等效成直流电机，那么模仿直流电机的控制策略，得到直流电机的控制量，经过相应的坐标反变换，就能够控制异步电动机了。

若给定和反馈信号经过类似于直流调速系统所用的控制器，产生励磁电流给定值和电枢电流给定值，经过反向旋转变换器VR-1得到，再经过2/3变换得到。由这三个电流控制信号和由控制器直接得到的频率控制信号ω，就可以输出异步电动机所需的三相变频电流。

在设计矢量控制系统时，可以认为，在控制器后面引入的反旋转变换器VR-1与电机内部的旋转变换环节VR抵消，2/3变换与电机内部的3/2变换环节抵消，如果再忽略变频器中可能产生的滞后，则图2-38中虚线框内的部分可以完全删去，虚线框外就是一个直流调速系统了。所以矢量控制交流变频调速系统的动、静态特性完全能够和直流调速系统相媲美。

4.高速列车异步电动机的矢量控制系统

对于矢量控制系统，将定子磁化电流ids定向在转子磁链Ψr、气隙磁链Ψm或定子磁链Ψs都可以实现矢量控制。转子磁链定向可以得到自然的解耦控制，而气隙磁链Ψm或定子磁链Ψs定向会产生耦合效应，必须通过解耦的补偿电流实施补偿，本书只介绍转子磁链定向的矢量控制。

转子磁链定向的矢量控制按有无磁链的闭环反馈，可分为直接矢量控制系统和间接矢量控制系统；按有无速度传感器又可分为带速度传感器的矢量控制系统和无速度传感器矢量控制系统。

直接矢量控制又称为磁场反馈控制，在系统中有磁链闭环，必须获得磁链反馈信号方可实现。可利用定子电压、电流或定子磁链Ψs的实际值进行解算实现矢量控制，因此转速、磁链闭环控制的矢量系统又称为直接矢量控制系统。但由于转子磁链Ψr反馈信号是由磁链模型获得，幅值和相位受到电机参数Tr和Lm变化的影响，造成控制的不准确性。

间接矢量控制又称为转差频率矢量控制或磁场前馈控制，系统中无磁链闭环，转矩和磁链的幅值和相角由控制系统给定值计算出来，靠矢量控制方程保证，因此磁链开环转差型矢量控制系统又称为间接矢量控制系统。它既继承了稳态模型转差频率控制系统的优点，又利用基于动态模型的矢量控制规律克服了它大部分不足之处。目前高速列车上一般使用间接矢量控制策略。

二者本质的区别在于转子磁链Ψr（M轴）相对于α轴的相位角φ是如何产生的。直接矢量控制的φ是通过磁链观测模型获得的磁链反馈信号（Ψrα、Ψrβ）计算得到的；间接矢量控制除了φ角以前馈方式产生外，和直接矢量控制本质上是相同的。

图2-40为转速和电流采用闭环控制的间接矢量控制系统，也属于磁链开环、转差型矢量控制。

速度偏差信号经速度调节器产生力矩给定值，而转速信号ωr送到磁通发生器，该发生器在基速以下提供恒定磁通和恒定的转子磁化电流给定值（恒力矩运行区），在超过基速以后实现磁场削弱（恒功率运行区），从而确定磁通给定值。

由给定力矩和给定转子磁链通过转矩磁链调节器计算出给定电流和给定转差角频率与测得的转速信号ωr相加得转子磁链Ψr的同步转速ω1，ω1经积分后得同步旋转M—T坐标系和静止α-β坐标系之间角位移φ。利用向量分析器（VA）可得cosφ和sinφ。

转速磁链调节器主要是根据下列公式，根据输入的和速度传感器采集的电机转速ωr，计算出和φ的值。

然后把和cosφ、sinφ送入向量旋转器VR-1后，可得，再经2/3变换，则产生，作为可控电流PWM逆变器的三相电流控制信号。

此外，通过对进行K/P变换还可以计算出定子电流is幅值、力矩角θs和定子电流相位角θ1（图2-37），定子电流相位的控制也很重要，如果幅值很大，但相位落后90°，所产生的转矩仍然是0。

由以上特点可以看出，间接矢量控制的磁场定向由磁链和转矩的给定信号确定，靠矢量方程保证，并没有用磁链模型实际计算转子磁链Ψr，特别是相位角φ。

矢量控制可以用在电压型逆变器的传动系统中，也可以用在电流型逆变器的传动系统中。一般用电流控制来实现矢量控制能使系统较为简单。对于电流型逆变器，如图2-41（a）所示，可以直接采用电流滞环跟踪控制，不过此时直流环节应该是串联大电感；对于电压型逆变器，如图2-41（b）所示，可以采用电流内环控制，把给定电流与实际电流iA、iB、iC相比较，相应的误差通过PI调节器ACR产生电压型逆变器的给定电压。两种逆变器都是由电流进行直接或间接控制。

电流的控制采用滞环比较的方法，缺点是其谐波含量不是最优的，当电机速度较高时，由于存在较高的反电动势，电流控制器在某些时段内将趋于饱和，此时基波电流的幅值和相位将不能跟踪给定电流，从而导致矢量控制失效。因此需要对逆变器的瞬时电流进行控制。

三、直接转矩控制技术

直接转矩控制简称DTC（Direct Torque Control）或DSC（Direct self-Control直接自控制），是20世纪80年代中期继矢量控制系统之后出现的另一种高动态性能的异步电动机控制方法。与矢量控制采用的解耦方法不同，DTC通过快速改变转差频率，直接控制异步电动机的转矩和转矩增长率。在DTC系统中，采用电机定子侧参数计算出磁通和转矩，并用两点式调节器直接控制逆变器的开关状态，对电机磁通和转矩进行直接自调整控制，不仅能获得快速的动态响应，而且具有最佳的开关频率和最小的开关损耗。

1.直接转矩控制思想

直接转矩控制是将逆变器的控制模式和电机运行性能作为一个整体来考虑的，它具有两层含义：一是保持定子总磁链基本恒定；二是对电机转矩进行直接控制。通过对逆变器的开关控制，既能实现磁链的幅值控制，又能实现电机转矩的控制，两者均通过闭环控制实现。

目前电机与逆变器控制功能包括电机闭环控制和逆变器的PWM控制两个部分。在牵引领域应用的电机闭环控制策略主要有转差电流控制、磁场定向控制以及直接转矩控制。在采用前两种控制方法时，电机闭环控制和PWM控制的任务是分开的。而在采用直接转矩控制方法时，逆变器的开关动作是直接由磁通和转矩控制器产生的，不需要另外的PWM控制器。

异步电动机定子磁链的控制是通过控制电机的输入电压来实现的，当对称三相正弦波电压加于对称三相绕组时，电机的气隙中将产生具有恒定幅值和恒定旋转速度的磁通。当电机由一个三相逆变器供电时，电机的输入电压完全取决于逆变器的开关切换模式，而电机的磁通又取决于电压模式。直接转矩控制的目标之一就是建立磁链和逆变器开关模式之间的关系，通过逆变器开关的电压空间矢量脉宽调制控制（SVPWM）或称磁链跟踪控制技术，使电机获得一个准圆形的气隙磁场。因此，从总体控制结构上看，DTC和VC都能获得较高的静、动态特性。

2.直接转矩控制的异步电动机数学模型

（1）逆变器电压空间矢量

如图2-42所示的两点式逆变器可以组成8个开关状态，用开关量Sa、Sb和Sc分别代表三个支路开关元件的状态，等于1表示上部开关元件导通，等于0表示下部开关元件导通。逆变器直流输入电压为Ud，则其输出三相相电压为

8组开关状态对应Sa、Sb和Sc的8种代码，代入式（2-47）就代表8组三相相电压。可以把这8组电压变换成8个电压空间矢量u0，u1，…，u7。幅值不变的原则下，三相电压的Park矢量表示式为

式中，a为矢量旋转因子，a=ej2π/3

以定子绕组轴线为空间坐标系，在空间建立静止三相坐标系a—b—c，同时建立正交两相坐标系α—β，使a轴与α轴重合。按式（2-48）就可以画出8个电压空间矢量，如图2-43所示，其中u0、u7为零电压矢量，u1，…，u6为非零电压矢量。

由空间矢量理论可以得到以下结论：

①定子磁链空间矢量顶点的运动方向和轨迹（以下简称为定子磁链的运动方向和轨迹，或Ψs的运动方向和轨迹）对应于相应的电压空间矢量Us的作用方向，Ψs的运动轨迹平行于Us指示的方向。只要定子电阻压降与Us的幅值相比足够小，那么这种平行就能得到很好的近似。

②在电源频率较高时，依次给出定子电压空间矢量Us，则定子磁链的运动轨迹形成正六边形磁链。

③低频时，利用电压空间矢量8个开关状态的线性组合，构成一组等幅不同相的电压空间矢量，可形成准圆形的旋转磁场。

④若电压空间矢量为零电压矢量Us（111）或Us（000）时，忽略定子电阻影响，磁链空间矢量Ψs在空间保持不变。显然，利用逆变器的8种工作开关状态可以得到圆形或正六边形的磁链轨迹来控制电动机，这种方法就是直接转矩控制DTC控制的基本思想。

（2）异步电动机的数学模型

异步电动机在静止α—β坐标系下的Г型等效电路如图2-44所示，其数学模型如下：

Ψs=L（is-ir）　　（2-51）

Ψr=Ψs-Lσir　　（2-52）

式中，Rs为定子电阻；Rr为转子电阻；L为定子自感；Lσ为漏感；ω为电机旋转电角频率；np为电机极对数；Te为电机转矩；TL为负载转矩；J为转动惯量；Ψs为定子磁链空间矢量；Ψr为转子磁链空间矢量；Im为取复数的虚部； 为Ψr的共轭复数。

（3）直接转矩控制基本原理

DTC系统的核心就是转矩T和定子磁链Ψs反馈信号的计算模型，并利用空间电压矢量的概念，用两个控制器的输出信号来控制产生电压空间矢量的SVPWM波形和对逆变器的开关元件的开通和关断进行综合控制，从而避免了将定子电流分解成转矩和磁链分量，省去了旋转变换和电流控制，简化了控制器的结构。同时选择定子磁链Ψs作为被控量，而不像VC系统中那样选择转子磁链Ψr需要知道转子的电阻和电感，可以不受转子参数变化的影响，提高了控制系统的鲁棒性；控制电机的磁链与转矩运算均在定子坐标系中进行，省掉了矢量旋转变换等复杂的变换与计算，信号处理工作简单；虽然按定子磁链控制要比按转子磁链定向控制要复杂，但由于采用Band-Band控制，追求转矩控制的快速性和准确性，这种复杂性对控制器并没有影响。

图2-45为按定子磁链控制的直接转矩控制系统（DTC）的原理框图，和矢量控制（VC）系统一样，它也是分别控制异步电动机的转速和磁链。转速调节器ASR的输出作为电磁转矩的给定信号，在的后面设置转矩控制内环，它可以抑制磁链变化对转速子系统的影响，从而使转速和磁链子系统实现了近似的解耦。

控制过程：逆变器输出的三相电压输入给异步电动机，从电动机可以检测出定子电流iA、iB、iC，通过3/2变换得到isα、isβ；由逆变器输出电压uA、uB、uC也可以计算出usα、usβ。再由定子磁链模型可以得到Ψsα、Ψsβ，进行数学变换后可以得到定子磁链幅值并与给定值比较后可以得到Hψ；将isα、isβ、Ψsα、Ψsβ送入转矩模型可以得到实际转矩Te，与给定值相比较，得到HT；扇区计算是根据磁链Ψsα、Ψsβ在三相坐标的投影ΨA、ΨB、ΨC计算出磁链所在的扇区SN。最后HT、Hψ、SN由三个输入量通过开关状态选择，用查表方式，查找电压矢量表就可以为逆变器产生适当的控制电压矢量，即控制电力器件的开关状态，最终得到逆变器所需要的SVPWM波形，从而实现异步电动机的直接转矩控制。

（4）直接转矩控制在列车牵引中的应用

为满足动车牵引的要求，电力牵引中的转矩控制系统在低频段采用间接转矩控制；在较高频段采用直接转矩控制；在高频段采用磁场削弱的直接转矩控制。

①列车起动时的控制方法

列车起动时，即在定子频率接近于零的低速范围内，由于变流器开关器件最小导通时间的限制，如果只通过转矩的Band—Band控制来变换有效电压空间和零电压矢量，很难获得所希望的足够小的电压，并且由于定子电阻的影响，在低速时定子磁链的运动轨迹产生较为严重的畸变。为了提高黏着利用，要求电动机提供更加平直的转矩，尽可能减少转矩的脉动分量，逆变器需要产生更加接近正弦波形的输出电压。因此在较低频率的运行区段，宜采用圆形磁链定向的方式，与六边形的磁链空间矢量端点运动轨迹相比，此时的最佳运动轨迹是圆形的。电机所需要的电压值可通过定子磁链、电磁转矩及转子机械转速来计算得到，这种方法称为间接转矩控制，控制原理如图2-46所示。

图中，定子磁链角度的变化值由静态分量Δθst和动态分量Δθd两部分组成。静态分量由转子机械转速及转差来计算得到，动态分量由转矩控制器来得到。

定子电压Us计算单元计算出定子磁链Ψs沿圆形轨迹运动且保证电动机转矩等于给定值时所需的端电压，并采用电压空间矢量脉宽调制技术（SVPWM），形成逆变器的控制信号。

②列车在高速范围内（较高频段）的控制方法

列车在额定速度及其以下的运行范围内，通过控制电机定子磁链，以六边形轨迹运动，在6个有效电压矢量中均匀地加入零电压矢量，实现对转矩控制的目的，其控制原理如图2-47所示。

控制框图中各部分的功能如下所述。

a.逆变器模型（INV）：根据输出状态计算电动机端电压矢量。

b.异步电动机数学模型：输出定子磁链和电磁转矩。

c.磁链调节器（AψR）：控制定子磁链的幅值等于给定值。为了减小定子电阻压降对定子磁链的影响，根据定子磁链当前所在的区域，选择合适的电压矢量，使磁链值快速增加，确保磁链幅值在一定的容差范围内。

d.转矩调节器（ATR）：实现对转矩的两点式调节，使电磁转矩能快速准确地跟踪给定转矩的变化，使其在给定值附近形成Band-Band控制。

e.磁链自控单元（DMC）：用来控制定子磁链矢量正六边形轨迹定向和确定定子磁链当前位置，也就是识别磁链运动轨迹的区段，给出正确的磁链开关信号，以产生相应的电压空间矢量，控制磁链按正六边形运动轨迹正确地旋转。它与坐标变换和开关状态选择单元共同配合来完成磁链自控制。

f.开关状态选择：将根据当前输入的信息，正反转控制以及开关转换次数最少的原则，并根据电压矢量对定子磁链和电磁转矩的关系，优化输出逆变器的控制信号，对定子磁链和转矩实行直接控制。

g.开关持续时间限制：对于大功率调速系统，为了减小开关器件的发热损耗，必须将其开关频率限制在一定的范围内，需要满足变流器最小开关持续时间的要求。

h.频率调节器（AFR）：动态调节转矩调节器的容差带，充分利用开关频率。根据检测到的开关频率与给定开关频率的差值，实现对开关频率的控制。

③列车在磁场削弱区（高频段）内的控制方法

当列车的速度达到额定速度值以上时，对电机实行恒功控制，电机激励电压保持恒定，若要提高电机的转速，必然减少定子磁链Ψs的幅值，即电动机弱磁运行，来实现对列车速度的控制。磁场削弱区内的控制方法如图2-48所示。

通过动态改变定子磁链的给定值，可以对电机的输出功率进行动态的调节，从而保证了电机输出的功率稳定。其中，定子磁链的幅值由两部分组成，稳态分量通过磁链幅值计算单元得到，动态分量通过功率控制器得到。

功率控制器可实现恒功率控制，并输出定子磁链Ψs幅值的给定值。

通过磁链比较器，把给定磁链Ψg与电机数学模型计算出的定子磁链相比较，可直接得到逆变器的三相控制信号Sa、Sb和Sc。

仿真和实验波形表明，在低速间接转矩控制区域，定子磁链Ψs以圆形轨迹运动，定子电流正弦性好；在高速直接转矩控制区域，Ψs以六边形轨迹运动；在弱磁控制区域，磁链为缩小了的六边形，并且在全部运行区域内，电动机的转矩阶跃响应很快，稳定性能都很好。

理论和试验也证明，间接转矩控制可以避免直接转矩控制在低速区域工作时的不利结果，即开关器件最小导通时间限制而造成的较大的转矩脉动，以及定子电阻引起的磁链轨迹畸变。但是间接转矩控制不适合于较高频率区域，因为随着运行频率的增高，转矩脉动增大，而这时的转矩控制可充分利用器件的开关频率，降低转矩脉动，并且动态响应更为优异。因此这两个方案结合起来比较理想。当工作于弱磁范围时，功率调节器控制定子磁链给定，一方面是实现恒功控制，另一方面实现动态弱磁，加速转矩的动态响应。