1.4 二次谐波电流抑制方法

事实上，抑制DC-DC变换器中的二次谐波电流，就可以抑制流入直流输入源或直流负载中的二次谐波电流。因此，本文后面重点讨论如何抑制DC-DC变换器中的二次谐波电流。为了抑制DC-DC变换器中的二次谐波电流，国内外学者提出了许多方法，它们可以分为三类，分别是基于无源元件、基于DC-DC变换器控制策略和基于功率解耦，下面分别予以介绍。

1.4.1 基于无源元件的二次谐波电流抑制方法

为了抑制二次谐波电流流入DC-DC变换器，最直观的方法就是增大中间母线电容Cbus的容量，以减小其在2fac处的容抗[13]，如图1.10所示。由于Cbus的容量较大，通常采用储能密度较高的电解电容。

从并联分流的角度，在中间直流母线上专门为二次谐波电流提供一条旁路支路，可直接阻断二次谐波电流向DC-DC变换器传播的途径。为此，可在中间直流母线上并联一个谐振频率为2fac的La和Ca组成的LC串联谐振支路[14,15]，如图1.10所示，为二次谐波电流提供零阻抗通路。然而，LC串联谐振支路的谐振频率（2fac）很低，La和Ca的体积较大。此外，LC串联谐振支路存在损耗，会降低两级式单相变换器的变换效率。

1.4.2 基于DC-DC变换器控制的二次谐波电流抑制方法

采用合适的控制方法也可以抑制DC-DC变换器中的二次谐波电流。在不同的应用场合，两级式单相变换器的工作模式不一样，所采用的二次谐波电流抑制方法也不一样。

两级式单相DC-AC逆变器的工作模式可分为两类。一类是前级DC-DC变换器控制中间直流母线电压Vbus，而后级DC-AC逆变器控制输出交流电压vac[16]。另一类是前级DC-DC变换器控制其输入电压或输入电流来实现光伏电池等发电单元的最大功率点跟踪（Maximum Power Point Tracking，MPPT），而后级DC-AC变换器控制中间直流母线电压Vbus并控制馈入交流电网的并网电流iac[17]。

1.DC-DC变换器控制中间直流母线电压

当前级DC-DC变换器控制中间直流母线电压时，为减小流入DC-DC变换器中的二次谐波电流，需要DC-DC变换器不响应后级DC-AC逆变器输入中的二次谐波电流，这就需要降低DC-DC变换器电压环的截止频率。

针对Buck类DC-DC变换器，参考文献[18]提出了电压电流双闭环控制策略，如图1.11所示。由于电压调节器的输出是电感电流内环的基准，为了使电感电流平直，必须保证电压调节器的输出平直。注意到，中间直流母线电压中存在二次谐波分量，这使得电压误差verr中也包含二次谐波电压。因此，为了使电压调节器的输出平直，必须大幅降低电压调节器在两倍交流频率（2fac）处的增益，使电压调节器不响应verr中的二次谐波电压，这就使得电压环的截止频率低于2fac。虽然电压电流双环控制策略可以有效抑制DC-DC变换器中的二次谐波电流，但是过低的截止频率造成DC-DC变换器的动态性能较差。

从直流母线端口上看，如果使中间母线电容中的二次谐波电流等于后级DC-AC逆变器输入中的二次谐波电流，那么就没有二次谐波电流流入前级DC-DC变换器，此时中间直流母线电压中就会出现对应的二次谐波分量。基于此，参考文献[19]提出了一种前馈控制方法，其控制框图如图1.12所示。它根据DC-AC逆变器的输出功率计算出一个补偿电压，将其加入到前级DC-DC变换器电压调节器的输出中，这样就可以调节占空比，使中间直流母线电压的波形与二次谐波电流完全流过中间母线电容时的电压波形一致，即其提供调制电压中的交流分量。请注意，DC-DC变换器电压调节器的输出仅提供调制电压中的直流分量，DC-DC变换器电压环的截止频率依然需要设计得很低。这同样会导致DC-DC变换器的动态性能较差。

如果前级DC-DC变换器电压环的截止频率过低，那么在负载发生突变时，中间直流母线电压就会产生明显的过冲和跌落。若中间直流母线电压过冲较大，则会增加中间母线电容和后级DC-AC逆变器开关管的电压应力，还可能触发过电压保护，影响DC-AC逆变器的正常工作；若中间直流母线电压跌落较大，则会导致DC-AC逆变器的输出电压出现削顶畸变。

为了改善前级DC-DC变换器的动态性能，在图1.11所示的电压电流双闭环控制的基础上，参考文献[20]提出在电压调节器中加入一个可变增益环节，其增益特性如图1.13所示。图1.13中，K是可变增益环节的增益，verr是中间直流母线电压的给定值与反馈量之间的误差，δ和-δ分别是verr的上门限电压和下门限电压。稳态工作时，K=1。当负载发生突变时，若verr高于δ或低于-δ，则K迅速增大，以提高前级DC-DC变换器电压环的截止频率，从而提高变换器的动态响应速度。需要注意的是，为了保证前级DC-DC变换器在动态调节过程中稳定运行，需要限制可变增益环节的最大增益。

事实上，在图1.11中，降低电压调节器的增益只是为了使其不响应电压误差量verr中的二次谐波电压，进而使电感电流的基准平直。为避免电压调节器的增益过分降低，可在电压调节器中加入一个中心频率为2fac的带阻滤波器GN（s）以专门滤除二次谐波电压[21-23]，如图1.14所示。这样，电压环的截止频率就可以提高，能改善前级DC-DC变换器的动态性能。

带阻滤波器GN（s）的传递函数为：

式中，ωN=2π·2fac。

根据式（1.7），图1.15给出了GN（s）的伯德图。可以看出，GN（s）在其中心频率处增益很低，可大幅衰减电压调节器在2fac处的增益。然而，其相位却在中心频率处发生-90°~90°的突变，且在低于其中心频率处会在环路增益中引入负相移，这使得电压环截止频率的提高有限。

在图1.11中，电压误差量verr中的二次谐波分量来源于电压反馈量中的二次谐波分量。如果电压反馈量平直，那么电压误差量verr中就没有二次谐波分量。为此，参考文献[24]加入一个带通滤波器来提取中间直流母线电压vbus中的二次谐波分量，从vbus中减去该二次谐波分量后再作为电压反馈量vfb，如图1.16所示。

带通滤波器GBPF（s）的传递函数为：

式中，ωBPF=2π·2fac。

显然，电压反馈量vfb中不含有二次谐波分量，是基本平直的。这样，verr中也不包含二次谐波分量，是基本平直的，这样可适当提升电压环的截止频率，以改善动态响应速度。

对比式（1.7）和式（1.8）可以发现，当中心频率相同时，GN（s）=1-GBPF（s）。因此，参考文献[24]提出的方法实质上是在中间直流母线电压采样中加入带阻滤波器GN（s）。本书第3章将指出，在中间直流母线电压反馈中加入GN（s）与在电压调节器中加入GN（s）是等价的。因此，图1.16和图1.15所示的控制框图是等效的，因而参考文献[24]提出的二次谐波电流抑制方法也存在电压环截止频率提高有限的问题。

由上述分析可以发现，当前级DC-DC变换器控制中间直流母线电压时，已提出的二次谐波电流抑制方法难以同时兼顾二次谐波电流抑制和动态性能改善。

2.DC-DC变换器实现MPPT

图1.17给出了前级DC-DC变换器工作在MPPT模式时的控制框图，它通过电压环或电流环来控制光伏电池的输出电压或电流（亦即前级DC-DC变换器的输入电压或输入电流），以实现其MPPT。请注意，这里的电压或电流基准由MPPT算法得到。如果使其输入电压环或输入电流环在2fac处的环路增益足够高，则可实现输入恒压控制或输入恒流控制，从而消除光伏电池中的二次谐波电流。当电压调节器或电流调节器采用PI调节器时，由于PI调节器在2fac处的增益有限，光伏电池中仍然存在二次谐波电流。为此，参考文献[25]采用比例谐振调节器作为电压调节器或电流调节器，以专门提高电压环或电流环在2fac处的环路增益。

若光伏电池中不含有二次谐波电流，那么二次谐波电流将由中间母线电容提供，故中间直流母线电压中存在二次谐波电压。根据DC-DC变换器的输入输出关系，当输入电压或电流恒定时，其占空比中一定含有二次谐波分量。那么，如果在DC-DC变换器的占空比中加入该二次谐波分量，即使中间直流母线电压中存在二次谐波电压，也可控制输入电压或电流恒定。对此，参考文献[26]提出了一种占空比补偿方法，其控制框图如图1.18所示。它根据DC-DC变换器的输入电压和中间直流母线电压计算出一个补偿电压，加入到电压或电流调节器的输出中，以提供占空比中的二次谐波分量。

本质上讲，光伏电池中的二次谐波电流是中间直流母线电压中的二次谐波分量对输入电压环或输入电流环产生的扰动导致的。为了消除这个扰动，参考文献[27]提出了中间直流母线电压前馈控制方法，如图1.19所示，这样可以使光伏电池始终工作于最大功率点。实际上，参考文献[26]提出的占空比补偿方法也是中间直流母线电压前馈控制。

类似地，两级式单相PFC变换器也有两类工作模式。一类是前级PFC变换器控制中间直流母线电压Vbus并实现功率因数校正，而后级DC-DC变换器控制输出直流电压Vo或输出直流电流Io[28,29]。另一类是前级PFC变换器实现MPPT，而后级DC-DC变换器控制中间直流母线电压Vbus。两级式单相风力发电变换器即为这种工作模式[30]。

根据对偶原理，在两级式单相PFC变换器中，当后级DC-DC变换器控制其输出电压或输出电流时，为了抑制二次谐波电流流入DC-DC变换器，也可采用比例谐振调节器[31]或中间直流母线电压前馈[32,33]，以实现后级DC-DC变换器的输出恒压或输出恒流控制。而当后级DC-DC变换器控制中间直流母线电压时，亦可以采用电压电流双闭环控制方法，在引入电感电流反馈的同时降低电压环的截止频率，以抑制后级DC-DC变换器中的二次谐波电流，但同样会导致后级DC-DC变换器的动态性能很差。

针对上述问题，本书第2章揭示了二次谐波电流抑制的基本思路。基于该基本抑制思路，本书第3~6章将研究两级式单相DC-AC逆变器中DC-DC变换器中的二次谐波电流抑制方法，第7章将研究两级式单相PFC变换器中DC-DC变换器中的二次谐波电流抑制方法。进一步，本书第8章中将二次谐波电流抑制方法扩展到单相AC-DC-AC变换器中，以抑制其中DC-DC变换器中的二次谐波电流。

1.4.3 基于功率解耦的二次谐波电流抑制方法

采用二次谐波电流抑制方法后，DC-AC逆变器或者PFC变换器产生的二次谐波电流将主要由中间母线电容提供。为了优化设计DC-DC变换器，应使中间直流母线电压脉动较小，这就要求中间母线电容容量很大，需要采用电解电容。然而，电解电容的典型寿命为5000h左右，而且温度每升高10℃，其使用寿命降低一半[34]。尽管已有公司推出了长寿命系列电解电容，但是使用寿命仍不够长。可见，电解电容是制约单相变换器使用寿命和可靠性的关键元件。特别地，在航空航天等特殊应用场合，对变换器的可靠性要求极高，不允许使用电解电容。为此，需要去除单相变换器中的电解电容，实现单相变换器的无电解电容化。

为了去除电解电容，可以采用有源功率解耦电路。为了吸收二次谐波电流，有源功率解耦电路仍需要一个储能电容。幸运的是，该储能电容并不直接并联在中间直流母线上，其电压脉动不受中间直流母线电压脉动限制，因而可以通过大幅增大储能电容电压脉动来减小储能电容容量，这样就可以采用寿命较长的薄膜电容作为储能电容。

有源功率解耦电路可分为非独立型和独立型两类。非独立型有源功率解耦电路是指将有源功率解耦电路嵌入原单相变换器中，与原单相变换器复用部分或全部功率器件[35-41]。图1.20给出了两种将有源功率解耦电路嵌入到单相PFC变换器中的电路拓扑[38,39]。由于PFC变换器和DC-AC逆变器是对称的，该拓扑也可用在DC-AC逆变器中。图1.21给出了一种将有源电路嵌入到DC-DC中的拓扑结构[40,41]。可见，它们均在原有电路的基础上引入了额外开关管和储能元件，这会改变原单相变换器的工作模态，且原单相变换器的控制与有源功率解耦电路的控制耦合，使得主电路和闭环参数设计均变得复杂。

独立型有源功率解耦电路是指有源功率解耦电路为一个独立的双向变换器[42-47]，它并联在中间直流母线上，如图1.22所示。该双向变换器实质上是用来补偿二次谐波电流的，且无需采用电解电容，因此本书称其为无电解电容二次谐波电流补偿器（Second Harmonic Current Compensator，SHCC），其工作原理将在第2章中讨论。

由于不需要电气隔离，SHCC可以采用最基本的非隔离型双向变换器，如Buck、Boost和Buck-Boost型双向变换器，分别如图1.23a、b和c所示。参考文献[46]和[47]提出采用半桥型双向变换器，如图1.23d所示，它实际上与Buck型双向变换器是等效的，其工作原理相同。参考文献[48]提出采用双有源桥双向变换器，如图1.23e所示，它可以实现开关管的零电压开关，降低损耗。SHCC也可采用其他类型的双向变换器，如四管Buck-Boost变换器等。